Semplici ed economici dummy load utilizzabili dalla DC a 1000 MHz

                     Costruzione e messa a punto

 

Descrizione

I carichi fittizi, detti anche dummy load, fanno parte di quegli accessori indispensabili in un laboratorio tecnico perché possono essere utilizzati in svariate applicazioni nel settore della radiofrequenza. Tipicamente presentano una resistenza/impedenza di carico pari a 50 ohm ed uguale a quella che è normalmente l’impedenza di un antenna. Quindi, uno dei campi di applicazione dei dummy load è quello di poter sostituire un’antenna quando si debbano eseguire test di messa a punto negli apparati ricetrasmittenti. In questo modo, è possibile eseguire la taratura in tutta sicurezza, evitando anche l’emissione di radiofrequenza che potrebbe disturbare un’ eventuale ricezione sulla stessa frequenza. I dummy load devono essere in grado di sopportare tutta la potenza in essi immessa che viene poi trasformata in calore da dissipare velocemente nell’ambiente. Le fogge costruttive di questi dispositivi sono differenti per dimensioni, in quanto dipendono dalla potenza che debbono dissipare e dalla frequenza di utilizzo. I valori di potenza possono spaziare da meno di 1 W fino ad  arrivare a diverse migliaia di W. Allo stesso modo, le frequenze di utilizzo possono iniziare dalla DC fino ad arrivare a qualche centinaio di GHz. In (foto n.1), sono mostrati alcuni dummy load di produzione industriale, per piccole e medie potenze e per frequenze fino a 20 GHz. Analoghi dummy load si possono anche auto-costruire, data la disponibilitá sul mercato di resistori adeguati a cifre irrisorie e la relativa facilità della loro realizzazione. Utilizzando un adeguato “case” ed il giusto resistore si possono ottenere le stesse prestazioni, in termini di potenza e di frequenza, di analoghi dummy load reperibili sul mercato, ma a costi decisamente più bassi. Nella descrizione che seguirà farò riferimento alla realizzazione di due semplici dummy load che ho costruito in maniera diversa sia per la tipologia dei resistori utilizzati che per la potenza e la frequenza di impiego.

 

Dummy Load da 250 W – 50 ohm DC- 1000MHz

Per realizzare questo dummy load ho utilizzato un resistore antinduttivo di precisione flangiato del tipo  “Hybrid Stripline”. Resistori di questo tipo vengono prodotti da varie ditte, le più conosciute sono la DICONEX, la RF Florida Lab., ecc…. Questo resistore è montato su di un chip resistivo che viene realizzato incidendo, con il laser, un substrato sottile resistivo di ossido di berillio. Il chip viene successivamente rivestito con materiale ceramico. Le sue dimensioni sono di 9,6 x 9,6 mm e lo spessore è di 2,8 mm. Il chip, così prodotto, viene poi  fissato su di una flangia metallica in rame nichelato dalle dimensioni di 24,9 x 9,6 mm e 2,8 mm di spessore che svolge funzioni di sostegno meccanico e di interfaccia termica per agevolare un veloce trasferimento di calore sviluppato dal chip verso il corpo del dissipatore. La sua flangia è provvista di due fori del diametro di 3 mm in modo che questa, con il relativo chip posizionato superiormente alla stessa, si possa fissare agevolmente ed in maniera meccanicamente solida ad un adeguato dissipatore. Il fissaggio della flangia al dissipatore si realizza utilizzando due bulloncini con le relative viti, in grado di bloccare energicamente la flangia su di una generosa aletta di raffreddamento. Analogamente ai Mosfet e/o i Transistor di potenza è consigliabile interporre una piastra di rame fra il dissipatore di alluminio e la flangia del chip, allo scopo di ottenere una migliore e veloce dispersione del calore in componenti che concentrano in modeste superfici una dissipazione di potenza/calore elevata. Pertanto, nonostante i pochi centimetri che possiede la superficie della flangia, è possibile trasferire rapidamente tantissimo calore al dissipatore. La costruzione del resistore utilizza una tecnologia che permette di ottenere un resistore rigorosamente anti-induttivo, con lo scopo di poterlo utilizzare in un ampio range di frequenza in quanto i suoi valori resistivi/induttivi cambino leggermente in funzione della frequenza di utilizzo. Per il montaggio di questi componenti si raccomanda di tenere i collegamenti quanto più corti possibili, per evitare di introdurre induttanze e capacità parassite.

Il resistore utilizzato (foto n.2) è stato prodotto dalla DICONEX in Francia, le caratteristiche per il modello 39-056 che ho utilizzato sono: Potenza 250W – Resistenza 50 ohm, temperatura di esercizio -55° + 150° C, temperatura derating a 250 W di 100° C, frequenza di lavoro dalla DC fino a 1000 MHz. La qualità è al top essendo costruito con specifiche adeguate a standard militari. Questo resistore è ideale per essere utilizzato in costruzioni elettroniche come in carichi per radiofrequenza da utilizzare in splitter, in combinatori oppure per tanti altri utilizzi nel settore della radiofrequenza. Mi permetto di suggerire di prestare parecchia attenzione durante la messa in opera del chip sul dissipatore perché i suoi terminali sono realizzati in sottilissima bandella di rame argentato e pertanto potrebbero spezzarsi facilmente in corrispondenza dell’attaccatura ceramica del chip.

Per procedere alla realizzazione di un dummy load occorre reperire un dissipatore dimensionato in modo tale che possa dissipare tutta la potenza di radiofrequenza che viene trasformata in calore dal resistore. Il suddetto dissipatore deve essere provvisto di alette di raffreddamento allo scopo di avere una bassa resistenza termica verso l’ambiente circostante, al fine di smaltire velocemente il calore emesso dal resistore stesso. Per questo scopo ho utilizzato un dissipatore di alluminio provvisto di alette e di una ventola di raffreddamento alimentabile a 12 V. Questo dissipatore, in precedenza, veniva utilizzato per raffreddare la CPU di un PC in disuso (foto n.3). 

Le misure del blocchetto di alluminio sono 76 x 60 x 40 mm. Ho previsto inoltre di utilizzare un piatto di rame da interporre fra il dissipatore ed il blocchetto metallico contenente il resistore. Le sue misure sono di 78 x 50 x 5 mm. L’alluminio offre il vantaggio di scaldarsi e raffreddarsi velocemente, inoltre se posto a contatto ad una barra di rame si va a migliorare l’effetto complessivo del raffreddamento. Il blocchetto contenente il resistore deve essere posizionato possibilmente nel baricentro della superficie del dissipatore e prima di unire i pezzi occorre spalmare per bene della pasta termo conduttiva sulle superfici di contatto. Inoltre, per massimizzare il contatto termico prima di unire i vari pezzi, è necessario levigare le superfici di contatto per renderle più lisce possibili. Queste operazioni sono molto importanti per fare in modo che il chip possa rimanere ad una temperatura sotto i 100° C con il 100% della potenza prevista pena la distruzione del chip stesso. Quando la ventola è in funzione è possibile smaltire il calore prodotto dal resistore anche per tempi relativamente lunghi, mentre con la ventola ferma e con il solo dissipatore, occorre procedere in modo che il calore prodotto sia per tempi brevi. Nel dimensionare il sistema di raffreddamento ho previsto di utilizzare il dummy load a piena potenza e con la ventola in funzione per tempi relativamente brevi per evitare di superare la massima temperatura consentita

Il resistore deve essere posizionato il più vicino possibile al connettore tipo “N” e pertanto occorre una disposizione semplice e funzionale. Allo scopo è stato utilizzato un adeguato blocchetto metallico all’interno del quale viene posizionato e fissato il resistore di potenza con in corrispondenza un connettore tipo “N”. (foto n.4) Il suddetto blocchetto è stato acquistato, per pochi euro, presso un espositore presente ad una fiera radiantistica. (foto n.5).

Le misure del blocchetto sono riportate nella (figura n.1). Il lavoro si completa centrando il piatto di rame sul dissipatore di alluminio e fissandolo con quattro bulloncini e viti filettate da 3MA. Sul piatto era giá stato fissato il blocchetto contenente al suo interno il relativo chip resistivo. Dopo aver unito i 

vari pezzi, il risultato finale è quello visibile nella (foto n.6).

 

Verifiche di funzionamento

Il primo passo é stato quello di misurare, in corrente continua, il valore della resistenza. Questa é risultata essere pari a 50,1 ohm e pertanto uguale al valore misurato prima di posizionare il resistore all’interno del supporto flangiato. In seguito ho eseguito alcune misure nell’intervallo della gamma di utilizzo del dispositivo. Queste misure sono il Return-Loss, per il quale userò l’abbreviazione di RL, ed il rapporto di onde stazionarie che sará abbreviato in VSWR. Per il test ho impiegato l’analizzatore di antenna della AAI mod. N1201SA. Questo strumento, dopo essere stato calibrato nell’intervallo di frequenza da 137,5 a 1000 MHz, è stato collegato al connettore “N” del dummy load. I valori misurati sono stati: Alla frequenza di 144.200 MHz, il RL è risultato di -34,68 dB corrispondente ad un VSWR di 1,037 (foto n.7). 

Alla frequenza di 432 MHz, il RL è risultato di -25,98 dB ed il VSWR di 1,105 (foto n 8). Infine a 1000 MHz il RL è risultato di -16,68 dB e VSWR di 1,342 da cui si evince, per questa frequenza, una situazione peggiore anche se sempre valida e comunque tale da confermare che il dummy load presenta le stesse specifiche del resistore utilizzato. Infine ho riscontrato che iniettando una potenza di 250 W alla frequenza di 144.200 MHz, dal dummy load  tornano indietro solamente 85,1 mW, mentre, sempre con la stessa potenza alla frequenza di 432 MHz tornano indietro 630 mW. La verifica termica l’ho eseguita collegando il dummy load al mio TX mediante uno spezzone di cavo coassiale. Inizialmente ho applicato per 10 secondi una potenza di 50 W alla frequenza di 144.200 MHz, in questo modo il piatto in rame era passato dalla temperatura ambiente alla temperatura di 40°C, mentre il dissipatore di alluminio a 35°C. Successivamente ho applicato 200 W per 10 secondi alternando delle pause della stessa durata. Ho proseguito per altre dieci volte alternando ancora 10 secondi di key down e 10 secondi di pausa; in queste condizioni la temperatura del piatto era attorno ai 50°C mentre il dissipatore di alluminio rimaneva tiepido perché raffreddato in continuazione dalla ventola.

  Dummy Load da 50 W – 50 ohm DC- 500MHz

Per questa realizzazione ho utilizzato un resistore a strato di carbone a forma di “mattonella” di colore marrone da 50 ohm – 50 W, dalle dimensioni di 51 x 36 x 8,5 mm, che ho ritrovato in mezzo alle mie vecchie cianfrusaglie elettroniche. Ricordo di aver comprato quattro di questi resistori, più di quaranta anni fa, presso un noto rivenditore di materiale elettronico di Firenze. Questo negozio esiste ancora anche se ubicato ad un indirizzo diverso da quello dove mi recai quella volta. Acquistai quattro resistori con l’intento di realizzare un carico per HF da 200 W – 50 ohm che si poteva ottenere collegando i quattro resistori in serie/parallelo fra di loro. Il progetto non fu mai realizzato per scarso interesse alle HF e fu così che due di questi resistori li cedetti ad un amico mentre i due restati rimasero, per tanto tempo, all’interno della busta intestata del rivenditore. (foto n.9).

Per questo tipo di resistore, realizzato su base ceramica, disponevo solamente di poche informazioni e nonostante questo decisi di utilizzarlo in ambito VHF/UHF perché ero convinto che se fosse stato montato seguendo la logica dei montaggi per radiofrequenza avrebbe potuto funzionare assai bene fino a frequenze abbastanza alte dell’ordine di 0,5 GHz. Tale resistore doveva essere inserito all’interno di un contenitore metallico con lo scopo di mantenere la sua impedenza costante lungo tutto il percorso della radiofrequenza. Questo perché un’eventuale onda riflessa generata dalla disuniformità di impedenza avrebbe reso il carico stesso utilizzabile solamente in ambito HF. Inoltre era molto importante, dopo il montaggio, verificare il comportamento del dummy load allo scopo di procedere ad una eventuale compensazione delle induttanze residue o delle capacita fra il resistore e la massa. Si trattava comunque di eseguire semplici operazioni che mi intrigavano al punto di voler verificare subito tutto ciò che avevo considerato. Così preparai immediatamente quel poco di materiale che occorreva per realizzare questo tipo di dummy load.(foto n.10)

Il suddetto resistore è stato fissato sul fondo del contenitore Teko mod. 371 avente dimensioni di 54 x 50 x 26 mm, mediante due bulloncini da 3 MA. Allo stesso modo con altri due bulloncini ho fissato il dissipatore di alluminio, avente le dimensioni di 58 x 50 x 20 mm, sul fondo dello stesso contenitore ma dalla parte opposta dello stesso. Ricordo che anche per questa realizzazione deve essere utilizzata, fra le superfici poste a contatto fra di loro, della pasta termo-conduttiva ben spalmata. Infine ho completato il lavoro collegando un capo del resistore a massa mentre l’altro capo, mediante una paglietta di rame argentato, l’ho collegato all’ingresso del connettore BNC femmina da pannello. (foto n.11)

  Verifiche di funzionamento

Terminato il montaggio, ho provveduto immediatamente a misurate il valore del RL per le due frequenze che ho previsto di usare prevalentemente. Vale a dire a 144.200 MHz il valore misurato del RL è stato di -27,01 dB corrispondente ad un VSWR di 1,093, mentre alla frequenza di 432 MHz il RL misurato è stato di -15,22 dB corrispondente ad un VSWR di 1,419. (foto n. 12 e 13).

I valori riscontrati del RL e del VSWR sono da considerare ottimi alla frequenza dei 144.200 MHz ma scarsi alla frequenza di 432 MHz. Questo aspetto è visibile sullo schermo grafico dello strumento così come mostrato dalle corrispondenti rette che invece di essere abbastanza lineari sul piano orizzontale presentano una discreta pendenza verso l’alto. Occorreva pertanto procedere, come avevo previsto, ad eseguire una compensazione induttiva/capacitiva al resistore al fine di migliorare il RL alle frequenze più alte. Ho eseguito un primo intervento posizionando, su due bordi del resistore, un sottile foglio di lamierino in ferro che ho stagnato all’interno delle corrispondenti pareti del contenitore Teko. Dopo questo intervento, il RL ed il corrispondente VSWR era già migliorato. Un secondo intervento di compensazione è stato quello di mettere in serie al resistore una piccolissima induttanza allungando di poco il conduttore che provvedeva ad unire il terminale del resistore all’ingresso del connettore BNC. Dopo alcuni tentativi il risultato migliore è stato quello di aggiungere circa 5 mm di conduttore del diametro di 1 mm. Dopo aver chiuso il coperchio del contenitore, i nuovi valori misurati sono stati: 1) alla frequenza di 144.200 MHz il RL è risultato di -25,07 dB corrispondente ad un VSWR di 1,118 (foto n.14);

2)alla frequenza di 432 MHz il RL è risultato di -23,75 dB ed il VSWR di 1,138 (foto n.15) valori che dopo la compensazione mostrano un notevole miglioramento del RL alla frequenza di 432 MHz a scapito di un leggero peggioramento del RL alla frequenza di 144.200 MHz. Tutto questo è visibile sullo schermo grafico dello strumento dove la retta si presenta, in questo caso, molto più lineare sul piano orizzontale. Il risultato ottenuto dipende essenzialmente dal tipo di contenitore utilizzato e dal tipo di connettore usato.

Comunque posso affermare che i valori ottenuti sono ripetibili poiché ho realizzato con l’altro resistore che avevo un secondo dummy load, che se pur realizzato all’interno di un contenitore leggermente differente (foto n.16), mi ha permesso di ottenere circa gli stessi valori in termini di RL ed VSWR. Quanto ottenuto puó essere considerato un risultato interessante dato che il RL intrinseco del solo resistore, misurato alla frequenza di 100 MHz, era stato di -22 dB. E’ evidente che le compensazioni  induttive/capacitive sulle modalità di montaggio del resistore consentono di poter utilizzare questi ultimi due dummy load fino alla frequenza di 500 MHz.

 Conclusioni

Il mio interesse di fare esperienza con questi dispositivi ha avuto un riscontro positivo in quanto corrispondente alle mie esigenze. Anche se, durante un uso prolungato, la temperatura dei dissipatori aumentava, il VSWR rimaneva stabile. Le verifiche hanno confermato che sono indispensabili adeguati dissipatori in alluminio, provvisti di alette di raffreddamento. Allo stesso modo è indispensabile la ventola che ho montato sul dummy load della potenza di 250 W. Per quest’ultimo ho riscontrato che, a piena potenza, con la ventola continuamente in funzione la temperatura del dummy load restava contenuta all’interno delle specifiche del resistore. Mi auguro che questa semplice descrizione sia di interesse per gli  appassionati di radiocostruzioni come lo sono io.   

                                                                                                             i4civ.onorio@gmail.com

La presente descrizione è stata pubblicata su RadioKit Elettronica del mese di marzo 2022 a pag. 40     

 

Controller di frequenza per SDR

Come riutilizzare un economico encoder di un vecchio mouse

Per semplificare la sintonia di una radio SDR, nelle mie varie sperimentazioni, ero alla ricerca di una semplice soluzione. Anche io avevo constatato che impiegando una chiavetta DVB-T per la ricezione del digitale terrestre, un antenna ed un PC munito di un adeguato software per la gestione di un SDR si poteva disporre di un ricevitore di buone prestazioni che prevedeva un ampia copertura di frequenza con un modesto budget di spesa. Purtroppo un sistema di ricezione così minimale ha l’inconveniente di essere  gestito e controllato solamente tramite il mouse e la tastiera del PC. Risulta poco pratica la possibilità della variazione della frequenza utilizzando il mouse del PC anche se l’indicazione della sintonia del ricevitore si possa vedere sullo spettro dei segnali. Il motivo principale è che resta difficile percepire la variazione della sintonia. Fra i tanti utilizzatori ci sono anche quelli che, come me, preferiscono che la sintonia del ricevitore si possa gestire come nei tradizionali ricevitori, vale a dire mediante l’impiego di una manopola di sintonia od altri dispositivi similari. Un modo per sopperire a questa mancanza è quello di aggiungere un controller della frequenza simile a quello dei VFO utilizzati nei tradizionali ricevitori.  In “rete” si possono trovare esempi di realizzazioni di controller fisici che spaziano fra quelli basati sull’uso di micro controller oppure quelli che impiegano “Arduino” ma ne esistono anche di più semplici. Il progetto minimale che ho realizzato utilizza un encoder rotativo presente all’interno di un normale mouse con interfaccia USB. Questo in unione al mouse collegato al PC, tramite un cavo USB, è in grado di svolgere la sintonia di frequenza in maniera tradizionale. Al mouse del PC sono comunque demandate tutte le funzioni previste dal programma, come l’avviamento del software, il controllo del volume, la scelta dei vari tipi di modulazione ecc..ecc... che restano molto pratici mediante dei semplice clik sui relativi pulsanti del mouse. Questo abbinamento si è reso necessario poiché a seconda di come si trovi posizionato il mouse sulla scrivania, solitamente alla destra del PC, non è possibile poter avere una agevole regolazione della sintonia. L’encoder rotativo aggiunto funziona in parallelo con quello all’interno del mouse ma con il vantaggio che quello aggiunto non ha la necessità di muoversi sul piano della scrivania ma di essere posizionato in modo fisso e comodo davanti allo schermo del PC, così che l’operatore possa svolgere nel modo più semplice e preciso il controllo della sintonia.

 

Realizzazione

Poiché avevo a disposizione sia un mouse inutilizzato che un controller già munito di manopola, ho eseguito alcuni test allo scopo di valutare quale dei due fosse il più adatto allo scopo. A seguito di alcune prove ho ritenuto che fosse più valido utilizzare l’encoder del mouse poiché più semplice da utilizzare. La schedina contenuta all’interno del mouse dopo essere stata tolta dal suo guscio è stata inserita in una scatolina dalle misure 70x40x28 mm realizzata con della vetroresina per i circuiti stampati (foto n.1). 

Dalla foto si evince che sul lato superiore della scatolina sporge la rotellina dell’encoder, questa è rimasta fissata meccanicamente al suo circuito stampato mentre sono state interrotte le tre piste collegate ai terminali dell’encoder in modo da isolarlo elettricamente dal resto del circuito. Ai tre terminali di questo encoder ho saldato un cavetto tripolare lungo circa 50 cm che termina con un connettore maschio a tre pin, questo connettore andrà inserito nel corrispondente connettore femmina che fuoriesce con circa 3 cm di cavo tripolare da un lato del mouse (foto n.2). Questo cavo tripolare è stato saldato ai corrispondenti terminali dell’encoder del mouse. Questa configurazione permette di collegare in parallelo entrambi gli encoder.

 Utilizzo

Dopo aver collegato il controller al mouse e questo a sua volta al PC, mediante la presa USB, si provvede ad avviare il programma AIRSPY che fra i tanti disponibili ritengo sia molto performante. Come è già stato specificato, al mouse sono demandate tutte le funzioni di controllo che dipendono dal software utilizzato mentre la sintonia si esegue mediante il controller posizionato comodamente davanti al PC. (foto n.3) 

Per il corretto funzionamento non è richiesto alcun software aggiuntivo dato che restano attive tutte le funzioni del software utilizzato. Per la selezione dei passi incrementali è sufficiente posizionare la freccia del mouse sui numeri che stanno ad indicare il valore della frequenza. (foto n.4) 

E’ possibile selezionare tutti i valori a partire da 10 Hz, 100 Hz, 1000 Hz ecc... e conseguentemente con la rotazione dell’encoder si incrementa/decrementa il valore della frequenza che è stato selezionato. Quando la rotazione dell’encoder avviene verso destra il valore della frequenza aumenta e contestualmente si vede che la tacca verticale che indica lo spostamento della frequenza muoversi nella stessa direzione sullo spettro dei segnali, allo stesso modo ruotando l’encoder verso sinistra la tacca della sintonia si sposta verso sinistra. Il risultato pratico è eccellente e la sintonia effettuata in questo modo è comoda in quanto risulta evidente il movimento della sintonia. Per fare in modo che lo scatolino contenente l’encoder si trovi saldamente appoggiato sulla scrivania l’ho fissato sopra ad una piccola piastra in ferro. Durante il funzionamento ho riscontrato molto pratico utilizzare l’indice della mano sinistra per ruotare la rotellina dell’encoder sia verso destra che verso sinistra mentre il dito medio e l’anulare restano appoggiati sulla parte sinistra della scatolina dell’encoder. Posso affermare che la soluzione adottata è piuttosto valida tanto che utilizzo questo SDR come secondo ricevitore durante i contest.  Anche in questo caso  vale il detto “provare per credere”.

                                                                                                                  i4civ.onorio@gmail.com

La presente descrizione è stata pubblicata su RadioKit Elettronica del mese di febbrio 2022 a pag. 18

 

Cenni Onorio

i4civ.onorio@gmail.com

MODULO AMPLIFICATORE DA 400 WATT CON 1,5 WATT IN INGRESSO PER I 2m

Derivato dalla modifica di un amplificatore televisivo

                               Prima parte

Premessa

I buoni risultati ottenuti dalle modifiche apportate ad un modulo amplificatore televisivo per utilizzarlo nella banda dei 70 cm, seguendo il progetto descritto su Radio Kit Elettronica n. 12/2019,  (Rif. 1) mi hanno spinto ad eseguire un altro paio di interventi su due moduli amplificatori RF di potenza. Uno dei due moduli proveniva da un ripetitore radio FM per le frequenze 88-106 MHz, mentre l’altro modulo amplificatore era stato utilizzato in ponte ripetitore televisivo per la banda III VHF per le frequenze 160-282 MHz. Le modifiche eseguite sono state apportate per far funzionare i due moduli sulla gamma dei 2 metri per emissioni SSB, CW oltre ad FM e modi digitali.

Il presente articolo fa riferimento agli interventi eseguiti solo al modulo relativo alla banda III VHF. Preciso che questi interventi sono specifici e finalizzati a far funzionare correttamente, sulla banda dei 2 metri, un amplificatore progettato come amplificatore per la televisione analogica. Le soluzioni che ho adottato derivano da un insieme di esperienze pratiche e teoriche. Le modifiche sono semplici, poco invasive e ridotte al minimo indispensabile; nonostante tutto questo, il risultato ottenuto si è dimostrato valido, con riscontri positivi sia a livello strumentale che nell’utilizzo come amplificatore di potenza amatoriale. Naturalmente, anche questo progetto così come quello per l’amplificatore per i 70 cm, necessita di alcuni accessori per renderlo funzionale all’utilizzo proposto. Questi sono i circuiti di protezione per salvaguardare l’amplificatore da eventuali danni che potrebbero essere causati da un improvviso malfunzionamento di qualche circuito. Non descrivo questi accessori poiché alcuni degli stessi sono quelli che ho impiegato per l’amplificatore dei 70 cm così come descritto nell’articolo sopracitato. L’alimentazione per il modulo è stata ottenuta utilizzando due alimentatori swiching da 12 V e 50 A acquistati on-line. Ho collegato i due alimentatori in serie dopo aver regolato la tensione di ciascun alimentatore a 14 V. (foto n.1) 

La tensione di ciascun alimentatore può essere regolata mediante un trimmer resistivo in grado di far variare la tensione di uscita da circa 11 V ad oltre 14 V. Gli alimentatori non emettono alcun disturbo RF, sono provvisti di protezioni contro i cortocircuiti e sono stati provati oltre alla massima corrente disponibile fino a far scattare le protezioni senza alcun danno. Ho verificato che alla tensione di uscita a 28 V, la massima corrente che può essere erogata di 50 A, cala solamente di pochi millivolt.  

 

Modulo base

Il modulo amplificatore televisivo, in mio possesso, riporta ancora una etichetta autoadesiva sulla quale è indicata la potenza di uscita di 300 W e la data della sua realizzazione del 13.12.1996. (foto n.2). Questo modulo base è composto da un generoso dissipatore di alluminio dalle misure di 350 mm x 200 mm x 40 mm che sorregge una piastra di alluminio dalle misure 420 mm x 200 mm x 70 mm sulla quale sono posizionate le singole schede degli amplificatori e quelle relative per i servizi ausiliari degli stessi. Il modulo, dal peso complessivo di 4,1 kg, dopo essere stato dismesso è rimasto accantonato per diverso tempo e parecchia polvere si è depositata sui componenti e col passare del tempo la sporcizia ha ossidato alcune piste dei circuiti stampati. E’stata quindi necessaria una drastica pulizia con lo scopo di eliminare tutta la polvere accumulata e ripulire le piste argentate. Ogni scheda che compone l’amplificatore viene alimentata separatamente mediante conduttori dedicati. La tensione di funzionamento del modulo è prevista a 28 V. Al fine di comprenderne il funzionamento del modulo principale possiamo osservare, dalla (figura 1), la disposizione delle singole schede.

 

Descrizione delle singole schede

Sul modulo base possiamo riscontrare la presenza di quattro accoppiatori ibridi a -3dB 90° prodotti dalla Anaren che riportano la dicitura 1H0262-3 con specifiche “militar grade”. (Rif. 2) Questi accoppiatori ibridi sono in grado di sopportare una potenza in radiofrequenza di 400 W. Il range di funzionamento ottimale e’ 160-230 MHz, però funzionano ancora bene anche a 145 MHz. Osservando la disposizione delle schede ed iniziando dal basso verso sinistra, possiamo riscontrare una prima scheda che svolge le funzioni di preamplificatore di potenza, su questa sono montati due transistor di potenza BLW33F. I due stadi sono collegati a due accoppiatori ibridi a – 3dB 90°. Il primo accoppiatore, quello disposto verso l’ingresso, provvede a dividere, la potenza di pilotaggio, in due parti uguali per inviarla alle basi dei due transistor, mentre l’altro accoppiatore posizionato verso l’uscita ha la funzione di sommare le potenze in uscita dai collettori dei corrispondenti transistor. Collegati in questo modo i due accoppiatori ci permettono di ottenere  una potenza doppia di quella che può erogare un solo transistor. La potenza sommata e presente sull’uscita del secondo accoppiatore ibrido a -3dB viene iniettata in un altro accoppiatore -3dB simile a precedente il quale provvede a dividere questa potenza in due parti uguali per essere iniettata all’ingresso di altre due schede con funzioni di amplificatoti finali di potenza. Questi due amplificatori sono perfettamente uguali ed utilizzano un doppio transistor siglato SD1485 che è composto da due transistor di potenza collegati in push-pull (coppia di due in parallelo). Ogni singola scheda amplificatore è in grado di erogare una potenza di circa 200 W. Infine la potenza in uscita da ogni scheda amplificatore entra in un altro accoppiatore ibrido a -3dB, simile a precedente, con la funzione di sommare le due potenze al fine di ottenere una potenza di circa 400 W. 

Questa potenza prima di essere inviata al connettore di antenna passa attraverso un filtro passa basso con funzioni di attenuazione delle armoniche indesiderate. Infine per completare da descrizione possiamo osservare che la scheda posizionata superiormente alla scheda del preamplificatore di potenza serve a generare e regolare la corrente di riposo di ciascun transistor BLW33F. Questa corrente di riposo può essere variata regolando due trimmer resistivi. Anche le due schede relative agli amplificatori di potenza hanno al loro fianco una scheda che provvede a fornire e regolare la corrente di riposo dei suddetti transistor di potenza mediante la regolazione di due trimmer resistivi.

  

 

Verifiche e misure preliminari

Dopo aver analizzato la disposizione e la funzione delle varie schede e prima di affrontare le modifiche, il mio metodo è quello di fare alcune considerazioni che mi permettono di capire se eventuali problemi debbono essere ricercati nei dispositivi attivi di amplificazione oppure nelle schede dei vari servizi. Considerato che il modulo amplificatore è piuttosto datato, conviene procedere per gradi iniziando ad osservare attentamente le varie schede per cercare di vedere se vi possono essere alcuni componenti danneggiati da urti inappropriati o da qualche malfunzionamento. Occorre prestare particolare attenzione ai condensatori elettrolitici e verificare se questi presentano rigonfiamenti o fuoriuscite del dielettrico in essi contenuto. Dopo questa prima verifica e nel caso non sia stata riscontrato nulla di anomalo si può procedere ad alimentare le varie schede. Comunque prima vanno inseriti, sui connettori di ingresso e di uscita del modulo amplificatore, due carichi resistivi da 50 Ω, e occorre collegare in serie su di ogni cavo di alimentazione di ciascuna scheda un fusibile da 1 A, con lo scopo di proteggere le schede da eventuali cortocircuiti. Subito dopo aver fornito l’alimentazione a 28 V è intervenuta la protezione contro i cortocircuiti dell’alimentatore. Per questo motivo ho messo in serie al conduttore positivo dell’alimentatore una resistenza da 0,68 Ω 10 W ed in questo modo la protezione dell’alimentatore non interveniva ed i 4 fusibili messi in serie ad ogni scheda restavano integri. La corrente complessivamente assorbita dal modulo base era di circa 3,8 A quale somma delle singole correnti di riposo assorbite da ciascuna scheda. In questo modo ho potuto constatare che il corto-circuito iniziale era dovuto ad una dispersione causata da qualche condensatore elettrolitico. Infatti dopo aver verificato ciascun condensatore elettrolitico ne ho individuati due della capacità di 2200 µF 40 Volt che erano in forte perdita. Dopo averli momentaneamente esclusi e poi sostituiti con altri due analoghi l’inconveniente è stato eliminato.

Analizzando lo schema a blocchi dei vari stadi che è riportato nella (figura 2) possiamo comprendere il funzionamento dell’intero modulo e successivamente capire dove intervenire per eseguire le modifiche proposte.  Inizialmente ho provveduto a misurare il valore della corrente di riposo di ciascun transistor. La corrente di riposo riscontrata nella prima scheda del preamplificatore, che monta due transistor BLV33F, è stata di 1,7 A per ciascun transistor. Questo valore di corrente, come si evince nel data-sheet  (Rif. 3) risulta più adatto per polarizzare il transistor verso la classe A, mentre nella modifica proposta dovendo far funzionare i transistor in classe AB la corrente di riposo deve essere circa 0,2 A. Ho quindi regolato il relativo trimmer resistivo per fissare il nuovo valore della corrente di riposo a 200 mA. Anche la corrente di riposo dell’altro transistor BLV33F è stata fissata allo stesso valore di 200 mA.

Successivamente, intervenendo sulle altre due schede con i due SD1485 collegati in push-pull, ho riscontrato che la corrente di riposo per ognuno dei due transistor era di 2 x 500 mA, valore che corrisponde esattamente a quello indicato nel data-sheet (Rif. 4) e cioè per una corretta polarizzazione dei transistor per funzionare in classe AB. In questo caso non è stato necessario modificare il valore della corrente di riposo. Ho voluto comunque constatare, mediante la regolazione del corrispondente trimmer resistivo, che tale corrente poteva essere regolarmente variata. Analoga misura della corrente di riposo è stata eseguita anche per l’altra scheda composta sempre da 2 xSD1485 ed anche in questo caso il valore della corrente di riposo è rimasto sul valore riscontrato di 2 x 500 mA.

fine prima parte......

Continua........ 

 

Cenni Onorio

i4civ.onorio@gmail.com

MODULO AMPLIFICATORE DA 400 WATT CON 1,5 WATT IN INGRESSO PER I 2m

Derivato dalla modifica di un amplificatore televisivo

                           Seconda parte

Modifica delle schede

Tutte le modifiche che dovranno essere effettuate sul modulo base, andranno eseguite su ciascuna scheda procedendo a modificarle una alla volta senza rimuoverle dalla loro posizione. Per fare questo basterà isolarle elettricamente dalle altre, in modo da poterle modificare e provarle  singolarmente. Questo modo di operare  permette di ottimizzare ogni scheda ed ottenere la migliore messa a punto delle stesse. Seguendo questo approccio, una volta ricollegate le schede saremo certi che potranno funzionare nelle migliori condizioni. Bisogna comunque tenere presente che pur avendo tarato i singoli stadi alle migliori condizioni, la potenza complessiva ottenibile potrebbe non essere quella prevista. Cio’ dipende dagli ingressi/uscite degli accoppiatori ibridi che potrebbero non essere nelle giuste fasi e quindi parecchi Watt potrebbero andare a finire nelle resistenze di sbilanciamento degli accoppiatori ibridi e  così aumentare solamente il calore da smaltire da parte del dissipatore. Nell’ultima parte di questa descrizione, per chi non avesse la possibilità di disporre degli strumenti necessari per poter eseguire questa messa a punto, propongo un modo alternativo semplice ed efficace per la migliore messa in fase.

La prima modifica la eseguiremo sulla scheda del preamplificatore che monta i due transistor BLV33F. Dobbiamo quindi scollegare i due conduttori contrassegnati con il numero 1 e 2 che collegano l’alimentazione positiva alle due schede dei finali di potenza che montano i due SD1485.  Di seguito dovremo scollegare il cavo di alimentazione contrassegnato con il numero 6 che arriva alla scheda che fornisce l’alimentazione di bias dei suddetti transistor. Con questo intervento abbiamo isolato l’alimentazione alle schede dei finali ed alla scheda del bias. Ora dobbiamo intervenire nei confronti del secondo accoppiatore ibrido, quello che provvede a sommare le potenze generate dai due transistor. Su questo dobbiamo interrompere l’uscita per saldarla momentaneamente al conduttore centrale di cavo coassiale RG 142 il quale dalla parte opposta dovrà essere provvisto di un connettore “N” maschio che sarà avvitato sull’ingresso del connettore del wattmetro BIRD che servirà a misurare la potenza in uscita di questa scheda. Su questa scheda andremo ad individuare i punti dove dovremo intervenire per poter accordare i circuiti di ingresso e di uscita dei due transistor in modo che questi possano essere tarati sulla frequenza dei 144 MHz. 

Come si può osservare dalla (foto n.3) l’adattamento di impedenza è stato ottenuto mediante l’aggiunta di alcune piccole capacità posizionandole sulle linee di entrata e di uscita dei transistor. In ingresso, sulle basi, è stato saldato un condensatore ceramico da 27 pF, mentre in uscita sui collettori, sono stati saldati due condensatori, uno da 33 pF e l’altro da 4,7 pF fissati nelle giuste posizioni trovate sperimentalmente. In seguito, ho eseguito un test di funzionamento per verificare il comportamento della scheda alle diverse potenze in ingresso. Questo test mi ha permesso di valutare il guadagno espresso in decibel ed il rendimento percentuale. I dati che ho ottenuto sono stati riepilogati nella tabella di (figura n.3). 

La potenza riportata in tabella si ferma a 50 W perché valori superiori non sono necessari a pilotare adeguatamente le successive schede. Ho riscontrato che la massima potenza ottenibile prima della compressione è stata di circa 70 W. 

Dopo le modifiche eseguite si può evincere dalle (foto n.4 e n.5) l’VSWR che è stato ottenuto, sia in ingresso che uscita, mentre dalle (foto n.6 e n.7) si può vedere il corrispondente (S11) return-loss.

La seconda modifica la eseguiremo sulla scheda dei finali di potenza che montano il doppio transistor SD1485. Pertanto dobbiamo ricollegare il conduttore contrassegnato con il numero 1 che porterà nuovamente l’alimentazione alla suddetta scheda e di seguito dovremo anche ripristinare l’alimentazione alla scheda che genera l’alimentazione del proprio bias. Per il momento l’altra scheda simile a questa dovrà rimanere senza alimentazione così come la scheda dello stadio preamplificatore che abbiamo appena ottimizzato. Ora dovremo intervenire nei confronti del terzo accoppiatore ibrido e cioè quello che divide la potenza da inviare in ingresso alle due schede finali di potenza. Quindi la pista in uscita dal’accoppiatore che collega l’ingresso della scheda da modificare dovrà essere interrotta in quanto sullo stesso ingresso della scheda si dovrà provvisoriamente saldare il pin centrale di un connettore BNC femmina. Dal lato uscita di questa stessa scheda dovremo interrompere la pista del circuito stampato collegata in ingresso del quarto accoppiatore ibrido. Su questa pista dovremo saldare provvisoriamente il conduttore centrale di un cavo coassiale RG142 che dalla parte opposta dovrà terminare mediante un connettore “N” maschio che sarà avvitato sul connettore in ingresso del wattmetro BIRD per misurare la potenza di questa scheda. La suddetta descrizione sarà certamente più comprensibile osservando la (foto n.8).

La scheda da modificare è provvista di due transistor identici che lavorano in antifase. Il segnale da inviare sull’ingresso ha una impedenza di 50 Ω sbilanciati mentre l’impedenza in ingresso dei doppi transistor SD1485 è molto bassa e bilanciata. Il circuito che consente di coniugare l’impedenza d’ingresso da 50 Ω sbilanciati al valore dell’impedenza bilanciata sull’ingresso dei transistor è stato realizzato mediante un balun in cavo coassiale da 50 Ω tipo RG316 con dielettrico in PTFE con un diametro di 2,5 mm e di lunghezza pari a ¼ lamba x Fv che permette la trasformazione dei 50 Ω sbilanciati in una terminazione bilanciata da 25 Ω. Una seconda trasformazione di impedenza si è ottenuta mediante una “strip-line” ed alcuni condensatori che opportunamente posizionati sulle linee vanno a coniugare l’impedenza d’ingresso sulla base di ciascun transistor SD1485 che a 170 MHz presentano una Z-in in ohm di circa 2,7+J1,0 (valore indicato nel data-sheet). Mentre sui collettori degli stessi transistor l’impedenza, anche qui, molto bassa e bilanciata dovrà essere riportata al valore di 50 Ω sbilanciati. Quindi il procedimento di adattamento di impedenza è stato inverso e la Z-out in ohm di circa 3,75+j3,0 è stata trasformata, sempre mediante una “strip-line” ed alcuni condensatori, in un valore di circa 25 Ω bilanciati, infine quest’ultimo valore di impedenza, per mezzo di un altro balun in cavo coassiale, è stato trasformato in 50 Ω sbilanciati. Questo metodo di adattamento di impedenza a più “steep” per alcuni può non rappresentare “la migliore soluzione” mentre per altri viene considerato molto valido. Il metodo di adattamento descritto è stato applicato in questa scheda progettata per uso professionale così come indicato sullo schema di principio riportato nel suo data-sheet. Per adattare questa scheda alla frequenza dei 144 MHz, occorre intervenire sul circuito di ingresso e di uscita, dei transistor, posizionando alcuni condensatori lungo le “strip-line”.  I valori e la posizione dei condensatori che sono stati aggiunti sono indicati nella (foto n.9). 

Questi condensatori devono essere del tipo ATC 100 A o B, anche se le tensioni RF nello stadio di ingresso da cui sono attraversati non sono elevate questi tipi di condensatori in formato SMD servono a scongiurare che lo stadio di amplificazione possa entrare in autoscillazione. Di seguito ho adattato lo stadio di ingresso al più basso VSWR mediante l’aggiunta dei condensatori posti sulle linee di ingresso. Il return-loss in ingresso deve essere migliore di 15 dB. L’adattamento d’ingresso risulta leggermente critico però da un buon adattamento dipende la larghezza di banda ed il guadagno dello stadio. Una corretta messa a punto dell’ingresso permette di guadagnare quasi un paio di dB. Le lunghezze originali dei balun che sono di circa 10% più corte rispetto a ¼ lambda, per la frequenza di utilizzo, non sono state modificate  per non complicare troppo l’intervento ed inoltre non necessarie. Un primo test su questa scheda l’ho eseguito iniettando piccolo segnale in ingresso, non prima di aver collegato l’uscita della stessa al wattmetro Bird collegato ad un opportuno “carico fittizio”.  Allo scopo di evitare “overdrive” la soluzione migliore è quella di inserire un attenuatore fra RTX e l’ingresso del modulo. Iniettando una potenza di circa 1,5 W in ingresso del modulo la potenza in uscita dovrà essere di circa 30 W. Occorre contestualmente osservare la corrente assorbita che deve essere di circa 3,9 A. Se così non fosse, occorre fermarsi e controllare il ‘balun’ oppure i condensatori in uscita. Se tutto funziona bene si può incrementare la potenza iniettata in ingresso fino a 20 W che in uscita raggiunge circa 190 W. Dopo queste messa a punto, va ricontrollato nuovamente il valore del VSWR in ingresso. Ho eseguito anche per questa scheda un test complessivo iniettando diverse potenze in ingresso con lo scopo di valutare al meglio il guadagno espresso in decibel ed il rendimento percentuale alle varie potenze di uscita. Dalle prove eseguite ho constatato che la potenza massima ottenibile prima della compressione è stata di circa 200 W. Non mi sono spinto oltre questo valore anche perché dovendo successivamente, mediante l’anello ibrido, sommare le potenze fornite dalle due schede il valore complessivo della potenza sarebbe stato superiore ai 400 W, limite di potenza che l’anello ibrido può gestire senza danneggiarsi. Le misure che ho effettuato sono state riportate nella tabella di (figura n.4).

 

Tutte le operazioni sopradescritte vanno eseguite  allo stesso modo anche per l’altra scheda dell’amplificatore simile a questa. Per ultimo ho smontato la scheda relativa il filtro passa basso per tararla ed ottimizzarla per la nuova frequenza. (foto n.10)

Per la messa punto, di questo filtro, è bastato solamente aumentare l’impedenza delle due bobine che è stata ottenuta comprimendo leggermente le spire delle stesse. Alla frequenza di 144 MHz il relativo SWR è risultato di 1.04 mentre return-loss di -35,26 dB (foto n.11).

 

Connessione delle singole schede e messa a punto complessiva

Al termine delle tarature, dopo aver testato ogni singola scheda, dobbiamo ricollegarle dal punto di vista  elettrico come erano prima dell’intervento di messa a punto. Pertanto si devono ripristinare le piste che erano state interrotte dal lato degli ingressi e delle uscite degli anelli ibridi mediante dei punti di saldatura. Infine andremo a ricollegare i cavi che portano l’alimentazione a ciascuna scheda. Per una verifica ed una messa a punto complessiva dell’intero modulo dobbiamo collegare il suo ingresso all’uscita di un TX sintonizzato sulla frequenza di 144.200 MHz, poi l’uscita dell’amplificatore la andremo a collegare ad un carico fittizio da 50 Ω 500 W. Dopo aver fornito l’alimentazione al modulo dobbiamo per primo verificare che la corrente assorbita sia all’incirca uguale alla somma delle correnti di riposo assorbite da ciascuna scheda. Se questa corrente risulta regolare possiamo procedere ad iniettare la potenza di pilotaggio. Partiamo da zero ed aumentiamo la potenza fino a circa 0,95 W, in queste condizioni dovremmo ottenere circa 210 W, ed una corrente assorbita dal modulo di circa 18 A. Se così non fosse occorre fermarsi e verificare le giuste fasi nei confronti degli accoppiatori ibridi. Anche se abbiamo ottimizzato le tre schede, una per volta, al fine di ottenere la massima potenza da ciascuna di esse, può succedere che una volta collegate agli accoppiatori le fasi siano da un’altra parte e pertanto la somma della potenza non sia quella prevista, anzi può succedere che una cinquantina di Watt possano andare a finire nelle resistenze di sbilanciamento aumentando solamente il calore da smaltire dal dissipatore. (Rif. 5) Per verificare le giuste fasi se non si ha la disponibilità di un voltmetro vettoriale oppure di un analizzatore di reti vettoriale bisogna arrangiarsi e mettere in campo l’esperienza maturata. Nel nostro caso sono di grande aiuto proprio le resistenze di sbilanciamento presenti negli accoppiatori ibridi a 90° e 180° che sono del tipo sbilanciato ovvero hanno un capo collegato a massa. Per cui se si va a misurare la tensione, su di ogni resistore di sbilanciamento delle suddette ibride, mediante un rivelatore a diodi schottky collegato all’ingresso ad alta impedenza di un voltmetro elettronico è possibile aggiustare le fasi. (foto n.12) 

Questa operazione è fattibile andando a leggere il minimo valore di tensione sul resistore e contemporaneamente ottenere il massimo della potenza in uscita. Per le due schede finali la minima tensione sulla resistenza di sbilanciamento delle ibride è stata ottenuta dopo aver variato finemente il valore della capacità dei due trimmer capacitivi da 12 pF posizionati, come da progetto originale, sulle corrispondenti linee di uscita. Allo stesso modo anche per la scheda del preamplificatore la minima tensione sulla resistenza di sbilanciamento della corrispondente ibrida è stata ottenuta variando finemente il valore della capacità dei due trimmer capacitivi da 12 pF posizionati, come da progetto originale, sulle corrispondenti linee di uscita. Al termine di queste tarature e’ possibile aumentare la potenza in uscita fino a circa 400 W e monitorando la corrente la assorbita che deve essere attorno a 30 A.

 

Conclusioni

Il pannello amplificatore alla massima potenza in uscita presenta un guadagno di circa 24 dB, con una dissipazione di potenza di circa 840 W ed un rendimento percentuale del 48%. L’amplificatore presenta una buona linearità ed il punto di compressione inizia a manifestarsi quando si superano i 400 W di potenza. Se consideriamo che le modifiche sono state eseguite intervenendo su di una tecnologia di venticinque anni fa, i risultati ottenuti sono di tutto rispetto. Motivo per cui questo modulo non finirà fra i RAEE (Rifiuti da Apparecchiature Elettriche ed Elettroniche) perché è  meritevole di essere ancora utilizzato. (foto n.13) 

Per un impiego in USB o CW non è necessaria alcuna ventilazione, mentre per svolgere attività di contest, di modi digitali o FM diventa indispensabile posizionare, sul modulo, un semplice ventilatore da PC per contribuire a migliorare la dissipazione del calore sulle alette del radiatore di alluminio.

                                                                                                                       i4civ.onorio@gmail.com

Referimenti:

Rif. 1 – Radio Kit Elettronica n.12/2019 pagg. 6-11

Rif. 2 – https://www.acalbfi.com/it/Componenti-RF/Accoppiatori-Divisori/90-gradi-accoppiatore-ibrido--Caseless-/p/Accoppiatore-ibrido-3-db--90/0000000483

Rif. 3 – https://www.alldatasheet.com/datasheet-pdf/pdf/85262/ASI/BLV33F.html

Rif.4 – https://www.alldatasheet.com/datasheet-pdf/pdf/193756/ADPOW/SD1485.html

Rif.5 – http://www.ari-crt.it/wp/wp-content/uploads/2017/04/Amplificatore-a-stato-solido-da-250-e-500-Watt-per-la-banda-dei-23-cm.pdf

 

La presente descrizione è stata pubblicata su Radio Kit Elettronica del mese di ottobre 2020 a pag.6