MODULO AMPLIFICATORE DA 400 WATT CON 1,5 WATT IN INGRESSO PER I 2m
Derivato dalla modifica di un amplificatore televisivo
Seconda parte
Modifica
delle schede
Tutte le modifiche che dovranno essere effettuate sul modulo base, andranno eseguite su ciascuna scheda procedendo a modificarle una alla volta senza rimuoverle dalla loro posizione. Per fare questo basterà isolarle elettricamente dalle altre, in modo da poterle modificare e provarle singolarmente. Questo modo di operare permette di ottimizzare ogni scheda ed ottenere la migliore messa a punto delle stesse. Seguendo questo approccio, una volta ricollegate le schede saremo certi che potranno funzionare nelle migliori condizioni. Bisogna comunque tenere presente che pur avendo tarato i singoli stadi alle migliori condizioni, la potenza complessiva ottenibile potrebbe non essere quella prevista. Cio’ dipende dagli ingressi/uscite degli accoppiatori ibridi che potrebbero non essere nelle giuste fasi e quindi parecchi Watt potrebbero andare a finire nelle resistenze di sbilanciamento degli accoppiatori ibridi e così aumentare solamente il calore da smaltire da parte del dissipatore. Nell’ultima parte di questa descrizione, per chi non avesse la possibilità di disporre degli strumenti necessari per poter eseguire questa messa a punto, propongo un modo alternativo semplice ed efficace per la migliore messa in fase.
La prima modifica la eseguiremo sulla
scheda del preamplificatore che monta i due transistor BLV33F. Dobbiamo quindi
scollegare i due conduttori contrassegnati con il numero 1 e 2 che collegano
l’alimentazione positiva alle due schede dei finali di potenza che montano i due
SD1485. Di seguito dovremo scollegare il
cavo di alimentazione contrassegnato con il numero 6 che arriva alla scheda che
fornisce l’alimentazione di bias dei suddetti transistor. Con questo intervento
abbiamo isolato l’alimentazione alle schede dei finali ed alla scheda del bias.
Ora dobbiamo intervenire nei confronti del secondo accoppiatore ibrido, quello che
provvede a sommare le potenze generate dai due transistor. Su questo dobbiamo interrompere
l’uscita per saldarla momentaneamente al conduttore centrale di cavo coassiale RG
142 il quale dalla parte opposta dovrà essere provvisto di un connettore “N”
maschio che sarà avvitato sull’ingresso del connettore del wattmetro BIRD che
servirà a misurare la potenza in uscita di questa scheda. Su questa scheda andremo
ad individuare i punti dove dovremo intervenire per poter accordare i circuiti
di ingresso e di uscita dei due transistor in modo che questi possano essere
tarati sulla frequenza dei 144 MHz.
Come si può osservare dalla (foto n.3) l’adattamento di impedenza è stato ottenuto mediante l’aggiunta di alcune piccole capacità posizionandole sulle linee di entrata e di uscita dei transistor. In ingresso, sulle basi, è stato saldato un condensatore ceramico da 27 pF, mentre in uscita sui collettori, sono stati saldati due condensatori, uno da 33 pF e l’altro da 4,7 pF fissati nelle giuste posizioni trovate sperimentalmente. In seguito, ho eseguito un test di funzionamento per verificare il comportamento della scheda alle diverse potenze in ingresso. Questo test mi ha permesso di valutare il guadagno espresso in decibel ed il rendimento percentuale. I dati che ho ottenuto sono stati riepilogati nella tabella di (figura n.3).
La potenza riportata in tabella si ferma a 50 W perché valori superiori non sono necessari a pilotare adeguatamente le successive schede. Ho riscontrato che la massima potenza ottenibile prima della compressione è stata di circa 70 W.
Dopo le modifiche eseguite si può evincere dalle (foto n.4 e n.5) l’VSWR che è stato ottenuto, sia in ingresso che uscita, mentre dalle (foto n.6 e n.7) si può vedere il corrispondente (S11) return-loss.
La seconda modifica la eseguiremo sulla scheda dei finali di potenza che montano il doppio transistor SD1485. Pertanto dobbiamo ricollegare il conduttore contrassegnato con il numero 1 che porterà nuovamente l’alimentazione alla suddetta scheda e di seguito dovremo anche ripristinare l’alimentazione alla scheda che genera l’alimentazione del proprio bias. Per il momento l’altra scheda simile a questa dovrà rimanere senza alimentazione così come la scheda dello stadio preamplificatore che abbiamo appena ottimizzato. Ora dovremo intervenire nei confronti del terzo accoppiatore ibrido e cioè quello che divide la potenza da inviare in ingresso alle due schede finali di potenza. Quindi la pista in uscita dal’accoppiatore che collega l’ingresso della scheda da modificare dovrà essere interrotta in quanto sullo stesso ingresso della scheda si dovrà provvisoriamente saldare il pin centrale di un connettore BNC femmina. Dal lato uscita di questa stessa scheda dovremo interrompere la pista del circuito stampato collegata in ingresso del quarto accoppiatore ibrido. Su questa pista dovremo saldare provvisoriamente il conduttore centrale di un cavo coassiale RG142 che dalla parte opposta dovrà terminare mediante un connettore “N” maschio che sarà avvitato sul connettore in ingresso del wattmetro BIRD per misurare la potenza di questa scheda. La suddetta descrizione sarà certamente più comprensibile osservando la (foto n.8).
La scheda da modificare è provvista di due transistor identici che lavorano in antifase. Il segnale da inviare sull’ingresso ha una impedenza di 50 Ω sbilanciati mentre l’impedenza in ingresso dei doppi transistor SD1485 è molto bassa e bilanciata. Il circuito che consente di coniugare l’impedenza d’ingresso da 50 Ω sbilanciati al valore dell’impedenza bilanciata sull’ingresso dei transistor è stato realizzato mediante un balun in cavo coassiale da 50 Ω tipo RG316 con dielettrico in PTFE con un diametro di 2,5 mm e di lunghezza pari a ¼ lamba x Fv che permette la trasformazione dei 50 Ω sbilanciati in una terminazione bilanciata da 25 Ω. Una seconda trasformazione di impedenza si è ottenuta mediante una “strip-line” ed alcuni condensatori che opportunamente posizionati sulle linee vanno a coniugare l’impedenza d’ingresso sulla base di ciascun transistor SD1485 che a 170 MHz presentano una Z-in in ohm di circa 2,7+J1,0 (valore indicato nel data-sheet). Mentre sui collettori degli stessi transistor l’impedenza, anche qui, molto bassa e bilanciata dovrà essere riportata al valore di 50 Ω sbilanciati. Quindi il procedimento di adattamento di impedenza è stato inverso e la Z-out in ohm di circa 3,75+j3,0 è stata trasformata, sempre mediante una “strip-line” ed alcuni condensatori, in un valore di circa 25 Ω bilanciati, infine quest’ultimo valore di impedenza, per mezzo di un altro balun in cavo coassiale, è stato trasformato in 50 Ω sbilanciati. Questo metodo di adattamento di impedenza a più “steep” per alcuni può non rappresentare “la migliore soluzione” mentre per altri viene considerato molto valido. Il metodo di adattamento descritto è stato applicato in questa scheda progettata per uso professionale così come indicato sullo schema di principio riportato nel suo data-sheet. Per adattare questa scheda alla frequenza dei 144 MHz, occorre intervenire sul circuito di ingresso e di uscita, dei transistor, posizionando alcuni condensatori lungo le “strip-line”. I valori e la posizione dei condensatori che sono stati aggiunti sono indicati nella (foto n.9).
Questi condensatori devono essere del tipo ATC 100 A o B, anche se le tensioni RF nello stadio di ingresso da cui sono attraversati non sono elevate questi tipi di condensatori in formato SMD servono a scongiurare che lo stadio di amplificazione possa entrare in autoscillazione. Di seguito ho adattato lo stadio di ingresso al più basso VSWR mediante l’aggiunta dei condensatori posti sulle linee di ingresso. Il return-loss in ingresso deve essere migliore di 15 dB. L’adattamento d’ingresso risulta leggermente critico però da un buon adattamento dipende la larghezza di banda ed il guadagno dello stadio. Una corretta messa a punto dell’ingresso permette di guadagnare quasi un paio di dB. Le lunghezze originali dei balun che sono di circa 10% più corte rispetto a ¼ lambda, per la frequenza di utilizzo, non sono state modificate per non complicare troppo l’intervento ed inoltre non necessarie. Un primo test su questa scheda l’ho eseguito iniettando piccolo segnale in ingresso, non prima di aver collegato l’uscita della stessa al wattmetro Bird collegato ad un opportuno “carico fittizio”. Allo scopo di evitare “overdrive” la soluzione migliore è quella di inserire un attenuatore fra RTX e l’ingresso del modulo. Iniettando una potenza di circa 1,5 W in ingresso del modulo la potenza in uscita dovrà essere di circa 30 W. Occorre contestualmente osservare la corrente assorbita che deve essere di circa 3,9 A. Se così non fosse, occorre fermarsi e controllare il ‘balun’ oppure i condensatori in uscita. Se tutto funziona bene si può incrementare la potenza iniettata in ingresso fino a 20 W che in uscita raggiunge circa 190 W. Dopo queste messa a punto, va ricontrollato nuovamente il valore del VSWR in ingresso. Ho eseguito anche per questa scheda un test complessivo iniettando diverse potenze in ingresso con lo scopo di valutare al meglio il guadagno espresso in decibel ed il rendimento percentuale alle varie potenze di uscita. Dalle prove eseguite ho constatato che la potenza massima ottenibile prima della compressione è stata di circa 200 W. Non mi sono spinto oltre questo valore anche perché dovendo successivamente, mediante l’anello ibrido, sommare le potenze fornite dalle due schede il valore complessivo della potenza sarebbe stato superiore ai 400 W, limite di potenza che l’anello ibrido può gestire senza danneggiarsi. Le misure che ho effettuato sono state riportate nella tabella di (figura n.4).
Tutte le operazioni sopradescritte vanno eseguite allo stesso modo anche per l’altra scheda dell’amplificatore simile a questa. Per ultimo ho smontato la scheda relativa il filtro passa basso per tararla ed ottimizzarla per la nuova frequenza. (foto n.10)
Per la messa punto, di questo filtro, è bastato solamente aumentare l’impedenza delle due bobine che è stata ottenuta comprimendo leggermente le spire delle stesse. Alla frequenza di 144 MHz il relativo SWR è risultato di 1.04 mentre return-loss di -35,26 dB (foto n.11).
Connessione
delle singole schede e messa a punto complessiva
Al termine delle tarature, dopo aver testato ogni singola scheda, dobbiamo ricollegarle dal punto di vista elettrico come erano prima dell’intervento di messa a punto. Pertanto si devono ripristinare le piste che erano state interrotte dal lato degli ingressi e delle uscite degli anelli ibridi mediante dei punti di saldatura. Infine andremo a ricollegare i cavi che portano l’alimentazione a ciascuna scheda. Per una verifica ed una messa a punto complessiva dell’intero modulo dobbiamo collegare il suo ingresso all’uscita di un TX sintonizzato sulla frequenza di 144.200 MHz, poi l’uscita dell’amplificatore la andremo a collegare ad un carico fittizio da 50 Ω 500 W. Dopo aver fornito l’alimentazione al modulo dobbiamo per primo verificare che la corrente assorbita sia all’incirca uguale alla somma delle correnti di riposo assorbite da ciascuna scheda. Se questa corrente risulta regolare possiamo procedere ad iniettare la potenza di pilotaggio. Partiamo da zero ed aumentiamo la potenza fino a circa 0,95 W, in queste condizioni dovremmo ottenere circa 210 W, ed una corrente assorbita dal modulo di circa 18 A. Se così non fosse occorre fermarsi e verificare le giuste fasi nei confronti degli accoppiatori ibridi. Anche se abbiamo ottimizzato le tre schede, una per volta, al fine di ottenere la massima potenza da ciascuna di esse, può succedere che una volta collegate agli accoppiatori le fasi siano da un’altra parte e pertanto la somma della potenza non sia quella prevista, anzi può succedere che una cinquantina di Watt possano andare a finire nelle resistenze di sbilanciamento aumentando solamente il calore da smaltire dal dissipatore. (Rif. 5) Per verificare le giuste fasi se non si ha la disponibilità di un voltmetro vettoriale oppure di un analizzatore di reti vettoriale bisogna arrangiarsi e mettere in campo l’esperienza maturata. Nel nostro caso sono di grande aiuto proprio le resistenze di sbilanciamento presenti negli accoppiatori ibridi a 90° e 180° che sono del tipo sbilanciato ovvero hanno un capo collegato a massa. Per cui se si va a misurare la tensione, su di ogni resistore di sbilanciamento delle suddette ibride, mediante un rivelatore a diodi schottky collegato all’ingresso ad alta impedenza di un voltmetro elettronico è possibile aggiustare le fasi. (foto n.12)
Conclusioni
Il pannello amplificatore alla massima potenza in uscita presenta un guadagno di circa 24 dB, con una dissipazione di potenza di circa 840 W ed un rendimento percentuale del 48%. L’amplificatore presenta una buona linearità ed il punto di compressione inizia a manifestarsi quando si superano i 400 W di potenza. Se consideriamo che le modifiche sono state eseguite intervenendo su di una tecnologia di venticinque anni fa, i risultati ottenuti sono di tutto rispetto. Motivo per cui questo modulo non finirà fra i RAEE (Rifiuti da Apparecchiature Elettriche ed Elettroniche) perché è meritevole di essere ancora utilizzato. (foto n.13)
Per un impiego in USB o CW non è necessaria alcuna ventilazione, mentre per svolgere attività di contest, di modi digitali o FM diventa indispensabile posizionare, sul modulo, un semplice ventilatore da PC per contribuire a migliorare la dissipazione del calore sulle alette del radiatore di alluminio.
Referimenti:
Rif. 1 – Radio Kit Elettronica n.12/2019 pagg. 6-11
Rif. 2 – https://www.acalbfi.com/it/Componenti-RF/Accoppiatori-Divisori/90-gradi-accoppiatore-ibrido--Caseless-/p/Accoppiatore-ibrido-3-db--90/0000000483
Rif. 3 – https://www.alldatasheet.com/datasheet-pdf/pdf/85262/ASI/BLV33F.html
Rif.4 – https://www.alldatasheet.com/datasheet-pdf/pdf/193756/ADPOW/SD1485.html
Rif.5 – http://www.ari-crt.it/wp/wp-content/uploads/2017/04/Amplificatore-a-stato-solido-da-250-e-500-Watt-per-la-banda-dei-23-cm.pdf
La presente descrizione è stata pubblicata su Radio Kit Elettronica del mese di ottobre 2020 a pag.6
